Выходные каскады апериодических усилителей

Особенности выходных усилительных каскадов рассмотрим на примере оконечных усилителей звуковоспроизводящей (в частности, радиоприемной) аппаратуры с нагрузкой в виде динамика. Условия работы оконечных каскадов отличаются от условий работы других усилительных каскадов, используемых в большинстве случаев как малосигнальные усилители напряжения:

• • динамик обладает низкоомным сопротивлением;
• • повышение мощности требует увеличения уровня входного напряжения, что связано с использованием нелинейной области вольт-амперных характеристик транзистора;
• • для получения максимальной мощности в нагрузке необходимо согласовывать ее сопротивление с внутренним сопротивлением выходного каскада;
• • выделение тепла в транзисторах приводит к их нагреву и возможному выходу из строя, что требует принятия специальных мер по охлаждению транзисторов;
• • выходные каскады радиоприемников в отличие от выходных каскадов радиопередающих устройств должны сохранять форму подаваемых на их вход звуковых сигналов.

Специфика условий работы приводит к тому, что при проектировании и разработке оконечных усилителей на первый план выдвигаются энергетические показатели усилителя (выходная мощность, коэффициент полезного действия), а также нелинейные искажения. Получение высоких энергетических показателей и малых нелинейных искажений требует особого внимания при выборе схемного решения выходного каскада, режима работы транзисторов и его стабилизации при воздействии различных дестабилизирующих факторов (изменение температуры, напряжения питания, давления и др.).

Режимы работы транзистора в усилительном каскаде. В основу классификации режимов работы транзистора при усилении аналоговых сигналов положена продолжительность протекания гармонического тока через транзистор. Режимы делятся на четыре класса (рис. 3.46): Л, АВ, В и С.

В режиме класса А (рис. 3.46, а) коллекторный ток протекает через транзистор в течение всего периода. Для этого режима справедливо следующее соотношение между амплитудой коллекторного.

Рис. 3A6. Режимы работы транзистора в усилительном каскаде тока основной частоты /_К1 и постоянной составляющей /_ко, именуемое коэффициентом формы тока: у = /_К1//_К0 < 1.

В других режимах коллекторный ток протекает через транзистор лишь часть периода. Для классификации этих режимов вводят понятие угла отсечки. Углом отсечки 0 называют половину той части периода гармонического колебания, выраженную в угловой мере, в течение которой через транзистор протекает ток. В зависимости от значения угла отсечки различают режимы:

• • класса АВ (рис. 3.46, б), для которого 0 > л/2;
• • класса В (рис. 3.46, в), для которого 0 = ти/2;
• • класса С (рис. 3.46, г), для которого 0 < л/2.

Наибольший интерес при усилении звуковых колебаний в выходных каскадах радиоприемников представляет режим класса В, в котором ток имеет форму синусоиды с длительностью половины периода. Это обстоятельство принципиально позволяет усиливать звуковые колебания без искажений с высокой энергетической эффективностью. Для режима класса В коэффициент формы тока у = л/2. В этом режиме усилитель имеет более высокий КПД, так как коэффициент формы тока больше, чем в режиме класса А. Кроме того, при отсутствии входного сигнала (режим молчания) усилитель в режиме класса В не потребляет тока. Однако из-за нелинейности проходной характеристики i_K ⁼/(и_БЭ) на начальном участке в режиме класса В возникают искажения. Как будет показано ниже, для их уменьшения используют режим класса АВ.

Режим класса С создает высокий уровень нелинейных искажений и, несмотря на более высокий КПД, не находит применения в усилителях звуковых колебаний.

Тот или иной режим работы транзистора определяет рабочая точка, представляющая собой напряжение на электродах транзистора и протекающий через него ток при отсутствии усиливаемого сигнала (например, t/_K0, /_ко). Рассмотрим выбор рабочей точки с помощью нагрузочной прямой для схемы на рис. 3.47, а, полагая, что протекающий через транзистор ток определяется семейством характеристик (рис. 3.47, б)

|.

Рис. 3.47. Выбор рабочей точки транзистора (б) в усилительном каскаде (а).

Как следует из рис. 3.47, а, коллекторный ток зависит также от напряжения источника питания Е и сопротивления R_K в коллекторной цепи.

I.

При известных /_Б, ?, R_K система уравнений (3.43), (3.44) позволяет определить /_к, и_к. Будем решать эту систему мафическим методом. Для этого на семейство характеристик (3.43) в координатах г_к, и_к нанесем прямую линию (3.44) по двум точкам:

• • при i_K = 0 напряжение на коллекторе и_к = Е;
• • при и_к — 0 ток i_K = 1_{К я} = E/R_K.

Линия, соединяющая точки и_к= Е и i_K= 1_Кт называется нагрузочной прямой. Точка пересечения нагрузочной прямой с характеристикой семейства (3.43) позволяет для заданного значения тока базы 1_Б найти значения /_к, и_к. Положение рабочей точки на семействе характеристик задается током базы i_B = /_Б0 при отсутствии усиливаемого сигнала и определяет значения /_ко, 11_к0 в состоянии покоя (см. рис. 3.47, б). При выборе рабочей точки необходимо учитывать, что рабочая область характеристик транзистора ограничена:

• • линией критического режима (ЛКР) и осью абсцисс, которые, по сути дела, соответствуют режимам насыщения и отсечки транзистора;
• • максимально допустимыми значениями коллекторного тока доп ^и напряжения U_Kmn;
• • максимально допустимой мощностью рассеивания на коллекторе транзистора: u_Ki_K = Р_кдоп. Уравнение /_к = Р_Клоп/и_к представляет собой гиперболу, которая представлена на рис. 3.47, 6 пунктирной линией.

Для выбора режима можно также пользоваться проходными характеристиками транзисторов /_к =/(и_БЭ). На рис. 3.48 и 3.49 проиллюстрированы режимы А и В, для которых рабочая точка задается с помощью напряжения на базе транзистора оконечного каскада.

Рис. 3.48. Режим класса А.

Рис. 3.49. Режим класса В.

Максимальные энергетические показатели усилительных каскадов. Рассмотрим некоторые схемные решения усилителей и выявим для них максимальные энергетические показатели. При этом будем использовать идеализированные вольт-амперные характеристики транзистора.

Каскад с непосредственным включением нагрузки (рис. 3.50). Для выбора рабочей точки транзистора VT на семействе его характеристик строится нагрузочная прямая по изложенной выше методике. Значения сопротивлений R_KV R_v>2 в базовой цепи усилительного каскада (рис. 3.50, в) выбираются такие, чтобы базовый ток был равен г_ы (рис. 3.50, б). В этом случае рабочей точке соответствуют коллекторный ток /_ко и напряжение на коллекторе U_K0. Если к базовой цепи подключить источник синусоидального тока г_Б

Рис. 350. Режим с максимальными энергетическими показателями усилительного каскада с непосредственным включением нагрузки с амплитудой /_Б1 = г_Б7 — i_M = i^ - г_Б1, то будет реализован режим класса А, в котором коллекторный ток (рис. 3.50, а) и напряжение на коллекторе (рис. 3.50, г) имеют синусоидальную форму, причем /_К1 = /_ко, U_Kl = U_K0. Выражения полезной мощности, выделяемой на нагрузке R_H, мощности, потребляемой от источника питания +Е, и КПД усилительного каскада имеют следующий вид:

).

где у = /_К1//_{К ()} = 1 — коэффициент формы тока; ?, = 1_К0/Е = 0,5 — коэффициент использования напряжения коллекторного источника питания. Для реальных характеристик транзистора у < 1,? < 0,5, поэтому ц < 25%.

Каскад с подачей питания через резистор R_K (рис. 3.51). В этой схеме напряжение на коллектор транзистора VT подается через резистор /?_к, а нагрузка R_u подключается через разделительный конденсатор С_р, сопротивление которого переменному току будем считать равным нулю. Рабочая точка (/_ко, U_K0) должна располагаться на нагрузочной прямой (сплошная линия на рис. 3.51,6) для постоянного тока, построенной по известному значению сопротивления R_K, и задается с помощью сопротивлений /?_Б1, /?_Б2 в базовой цепи усилителя (рис. 3.51, в). Сопротивление переменному току представляет собой параллельное соединение сопротивлений R_n и R_K: R_ = R_HR_K/(R_U + R_K) < R_K. Поэтому строится нагрузочная прямая для переменного тока (пунктирная линия на рис. 3.51, б), которая должна проходить через рабочую точку. Ее наклон к оси ординат.

Рис. 3.51. Режим с максимальными энергетическими показателями усилительного каскада с подачей питания через R_K

определяется соотношением г/_к.//_к. = RПараметры схемы усилительного каскада выбраны таким образом, что /_К1 = /_ко, t/_K1 = U_K0. Для энергетических показателей рассматриваемого усилительного каскада соотношения (3.45) сохраняют силу. Однако /7_К1 < Е> поэтому значение КПД этого каскада значительно меньше 25%.

Каскад с подачей питания через дроссель L_лр (рис. 3.52). В этой схеме нагрузка R_n и дроссель ?,_др подключены параллельно. Напряжение на коллектор транзистора VT подается через дроссель L , сопротивление которого постоянному току будем считать равным нулю. Поэтому нагрузочная прямая для постоянного тока представляет собой перпендикуляр, восстановленный из точки и_к = Е. Напряжение на коллекторе U_K0 при отсутствии сигнала всегда равно напряжению источника питания Е. Постоянный ток /_ко задается резисторами R_BV R_m. Полагаем, что для переменного тока соL _ф R_u. Поэтому нагрузочная прямая переменному току должна проходить через рабочую точку (/_к0, U_K{)) и иметь наклон к оси ординат u_KJi_K" = R_n. Параметры схемы усилительного каскада соответствуют предельному случаю режима класса Л. Для оценки энергетических показателей усилительного каскада можно пользоваться соотношениями (3.45). В этом случае у = /_к,//_ко = 1, а максимальное значение коэффициента ?, = U_Ki/E = 1, поэтому предельно достигаемый КПД усилителя составляет 50%.

Двухтактный усилительный каскад в режиме класса В

(рис. 3.53). Двухтактный каскад выполнен по схеме ОЭ—ОЭ с использованием комплементарных транзисторов, представляющих.

Рис. 3.52. Режим с максимальными энергетическими показателями усилительного каскада с подачей питания через дроссель.

Рис. 3.53. Режим с максимальными энергетическими показателями двухтактного усилительного каскада

собой пару из п-р-п- и р-и-/>-транзисторов с идентичными характеристиками. Источники сигналов включены в базовые цепи и поочередно отпирают транзисторы VT, VT₂ на половину периода переменного тока. В отсутствие сигналов ток через транзисторы не протекает, поэтому рабочие точки имеют координаты г_к = 0, м_к = Е (рис. 3.53, б). Знак «минус» относится кр-и-р-транзистору VT₂. Все построения на рис. 3.53 приведены для и-р-и-транзистора VT: нагрузочная линия на семействе вольт-амперных характеристик (см. рис. 3.53, б), временные диаграммы коллекторного тока (рис. 3.53, а) и напряжения на коллекторе (рис. 3.53, г). В установившемся режиме через нагрузку R_n протекает синусоидальный ток с амплитудой /_К), образованный из импульсов тока VT, VT₂. Напряжение на нагрузке R_n имеет также синусоидальную форму, его амплитуда равна U_KV Следовательно, на нагрузке выделяется мощность Р₀ = = 0,5/_к1Й_к1. Постоянный ток через нагрузку не протекает. Значение тока, протекающего от источников Е через каждый транзистор, вычисляется по формуле

Используя формулу (3.46), определим мощность, потребляемую от источников напряжения, и КПД усилителя:

Таким образом, наибольшим КПД обладает двухтактный усилительный каскад.

Двухтактные бестрансформаторные каскады. В интегральных схемах двухтактные усилители строятся, но бестрансформаторным схемам, поэтому представляет интерес рассмотреть двухтактные усилители этого класса и выявить их особенности. На рис. 3.54 приведены три возможные варианта схем двухтактных бестрансформаторных усилителей.

Рис. 3.54. Двухтактные бестрансформаторные каскады

В усилителе, построенном по схеме ОК—ОК (рис. 3.54, а), используются комплементарные транзисторы п-р-п- и р-п-р-типов. Усилитель обладает высокоомным входным и низкоомным выходным сопротивлениями, что обеспечивает хорошее согласование с динамиком, представляющим собой низкоомную нагрузку. В силу разнотипности транзисторов входное напряжение на их базы подается синфазно. Этим достигается поочередная работа транзисторов VT_v VT₂ усилителя. Действительно, при положительной полуволне входного напряжения открыт и-р-и-транзистор VT, и заперт р-н-р-транзистор VT₂, поэтому через нагрузку R_n протекает ток г_К1. Во время действия отрицательной полуволны открыт транзистор VT₂ и заперт транзистор VT_v через нагрузку R_n протекает ток г_К2 в противоположном направлении (см. рис. 3.54, а). Возможно соединение баз обоих транзисторов, как показано на рис. 3.55, г, и подача входного напряжения на общий вход. Так как в схеме ОК—ОК используются комплементарные транзисторы, их вольтамперные характеристики можно представить на одном рисунке (рис. 3.55, а) в первом и третьем квадрантах и рассмотреть воздействие входного напряжения м_вч (рис. 3.55, в) на результирующую характеристику. В силу нелинейности результирующей характеристики отклик тока (рис. 3.55,6) не являетея синусоидальной функцией, что свидетельствуют о наличии нелинейных искажений.

Рассмотренный режим работы транзисторов относится к случаю, когда рабочая точка каждого их них расположена в начале координат вольт-амперных характеристик. При этом каждый транзистор проводит ток ровно половину периода, т. е. используется режим

Рис. 3.55. Нелинейные искажения в двухтактном усилительном каскаде в режиме класса В.

класса В. Основной причиной нелинейных искажений является наличие нелинейного участка в начале координат характеристик, из-за чего линейный участок характеристики транзистора сдвинут на Е_ы. Поэтому, подавая на базы транзисторов небольшое положительное смещение, можно значительно уменьшить уровень нелинейных искажений усилителя.

На рис. 3.56, г приведена схема ОК—ОК, в которой между базами транзисторов VT, VT., включены два диода VI) _v VI)., выполняющих функции источников напряжения смещения Е_ы Е_т. Для получения результирующей вольт-амнерной характеристики транзисторов (рис. 3.56, а) их рабочие точки г_К1 = 0, м_БЭ1 = ?_Г)1 и г_К2 = 0, м_БЭ2 = Е_Г>2 совмещены.

Введение

напряжения смещения переводит работу транзисторов при воздействии гармонического напряжения (рис. 3.56, в) в режим класса АВ, для которого 20 > тг (рис. 3.56, 6). Несмотря на то что форма импульсов коллекторного тока г_К1, г_К2 транзисторов искажена, суммарный ток, протекающий через нагрузку, имеет практически синусоидальную форму. Уменьшение искажений в режиме класса АВ достигается линеаризацией результирующей вольт-амнерной характеристики.

В бестрансформаторном усилителе по схеме ОЭ—ОЭ (см. рис. 3.54, б), так же как и в схеме ОК—ОК, используются комплементарные транзисторы. Усилитель обладает высокоомным выходным сопротивлением и хотя позволяет потенциально получить.

Рис. 356. Режим класса АВ двухтактного усилительного каскада наибольший коэффициент усиления мощности, при работе на низкоомную нагрузку в виде динамика не усиливает напряжения. Таким образом, бестрансформаторная схема ОЭ—ОЭ, но сравнению со схемой О К—ОК выигрыша в усилении не дает. Двухтактный режим работы усилителя обеспечивается синфазной подачей входного напряжения на базы транзисторов VT_v VT,. При действии положительной полуволны входного напряжения открыт га-/?-и-транзистор VT₂ и заперт р-и-р-транзистор VT, поэтому через нагрузку R_u протекает ток г_к2. Во время действия отрицательной полуволны открыт транзистор VT_] и заперт транзистор VT₂, через нагрузку R_H протекает ток /_К1 в противоположном направлении (см. рис. 3.54, б). Каскад усиления ОЭ—ОЭ в отличие от схемы OK—ОК требует управления из двух точек, разность напряжений между которыми должна составлять 2Е — 211_вэ.

В двухтактной бестрансформаторной схеме усилителя ОК—ОЭ используются однотипные транзисторы (рис. 3.54, в). Поэтому подаваемые на базы транзисторов напряжения сигналов должны иметь разную полярность, причем разность постоянного напряжения между базами должна составлять Е. Для этой цели можно использовать фазоинверсный каскад (рис. 3.57). При положительной полуволне входного напряжения открывается транзистор VT₂, включенный по схеме ОЭ, при отрицательной полуволне входного напряжения — транзистор VT, включенный по схеме с О К. Достоинство рассматриваемой двухтактной схемы — однотипность тран;

Рис. 3.57. Использование фазоинверсного каскада для согласования с двухтактным усилителем

зисторов, однако их включение по схемам с О К и О J, обладающими различными свойствами, приводит к неидентичности полуволн выходного напряжения.

Поэтому часто двухтактные усилители строят на составных однотипных и разнотипных транзисторах, включенных соответственно по схеме Дарлингтона (рис. 3.58, а) или по композитной схеме (рис. 3.58, в). Каждая пара составных транзисторов эквивалентна одному транзистору с коэффициентом усиления базового тока Pi ⁼ Р1Р2″ ^где Р ^=эДб ~ /_кДб; Pi" Р2 ^— коэффициенты усиления базового тока первого и второго транзисторов.

На рис. 3.59 в качестве примера приведена схема двухтактного усилителя, построенная на составных транзисторах и представляющая собой по сути дела схему OK—ОК (см. рис. 3.55). Три диода предназначены для работы транзисторов в режиме класса АВ. Достоинство схемы состоит в том, что более мощные выходные транзисторы являются однотипными, менее мощные входные транзисторы составляют комплементарную пару.

Рис. 3.58. Схемы составных транзисторов

Рис. 3.59. Схема двухтактного усилителя на составных транзисторах