Организация синусоидальной ШИМ

Широтно-импульсная модуляция (ШИМ) напряжений или токов в силовых электронных устройствах переменного тока имеет несколько иное определение, чем в преобразователях постоянного тока, учитывающее особенности ШИМ при решении задач преобразования электроэнергии на переменном токе. Согласно определению МЭК 551 — 16—30 широтно-импульсной модуляцией называется импульсное управление, при котором ширина или частота импульсов или и та и другая модулируются в пределах периода основной частоты, для того чтобы создать определенную форму кривой выходного напряжения. В большинстве случаев ШИМ осуществляется в целях обеспечения синусоидальности напряжения или тока, т.с. снижения уровня высших гармоник относительно основной (первой) гармоники, и называется синусоидальной.

Классический вариант организации синусоидальной ШИМ — изменение ширины импульсов, формирующих выходное напряжение или ток посредством сравнения сигнала заданной формы, называемого опорным или эталонным, с сигналом треугольной формы, имеющим более высокую частоту и называемым несущим. Опорный сигнал является модулирующим и определяет требуемую форму выходного напряжения (тока). В рассматриваемом случае этот сигнал имеет синусоидальную форму, а его частота равна частоте основной (первой) гармоники формируемого напряжения или тока. Существует много модификаций этого метода, в которых модулирующие сигналы являются специальными функциями, отличными от синусоидальной. Но при этом цели по снижению уровня определенных гармоник успешно достигаются.

Еще один метод обеспечения синусоидальности — метод избирательного подавления высших гармоник, который в настоящее время успешно реализуется средствами микропроцессорных контроллеров на основе соответствующего программного обеспечения. Системы управления на основе ШИМ позволяют не только обеспечить синусоидальную форму напряжения или тока, но и управлять значениями амплитуды, частоты и фазы формируемой гармоники. Основные определения, используемые при дальнейшем изложении, рассмотрим на примере применения первого метода в однофазной полумостовой схеме инвертора напряжения (рис. 12.7, а). Ключи S1 и S2 условно представлены полностью управляемыми коммутационными элементами, дополненными последовательно и параллельно соединенными диодами. Последовательные диоды отражают однонаправленную проводимость ключей (например, транзисторов или тиристоров), а параллельные — обеспечивают проводимость обратных токов при активно-индуктивной нагрузке. Диаграммы модулирующего сигнала и_и (0) и несущего сигнала и_и (Ь) приведены на рис. 12.7, б. Формирование импульсов управления ключами S1 и S2 осуществляется по следующему принципу. При и_м(д) > и_н(Ь) ключ S1 — включен, a S2 — выключен. При г/_м(в) < и_и(Ь) состояния ключей изменяются на противоположное: S2 включен, a S1 — выключен. Таким образом, на выходе инвертора формируется напряжение в форме двухполярных импульсов. В реальных схемах для исключения состояний одновременной проводимости ключей S1 и S2 следует предусматривать определенную временную паузу между моментом включения одного ключа и моментом выключения другого. Очевидно, что ширина импульсов управления зависит от соотношения амплитуд сигналов ujfi) и и_н(д). Параметр, характеризующий это соотношение, называется коэффициентом модуляции.

где U_{M т}, U_{n т} — максимальные значения модулирующего (управляющего) сигнала и_м(Ф) и несущего сигнала гг_н(Ф), соответственно.

Частота несущего сигнала и"(д), имеющего в рассматриваемом случае треугольную форму, равна частоте/" коммутации ключей S1 и S2 и обычно заметно превышает частоту модулирующего сигнала /_м. Соотношение частот /_м и /" является важным показателем эффективности процесса модуляции и называется коэффициентом частоты модуляции.

При малых значениях Му сигналы и_м(Ф) и и_п(Ъ) должны быть синхронизированы, чтобы избежать появления нежелательных субгармоник в выходном напряжении. В работе [ 1 ] в качестве верхнего значения определяющего необходимость синхронизации, устанавливается Mj =21. Очевидно, что при синхронизированных сигналах и_м(в) и и_п(Ь) коэффициент Му является постоянной величиной.

Из диаграммы на рис. 12.7, б очевидно, что амплитуда первой гармоники выходного напряжения U_{a0 1ш} может быть с учетом формулы (12.1) представлена в следующем виде:

Рис. 12.7. Однофазный полумостовой инвертор напряжения:

а — схема; 6 — диаграммы напряжений при синусоидальной ШИМ Согласно формуле (12.3) при М = 1 амплитуда первой гармоники выходного напряжения равна высоте импульсов выходного напряжения (Ud/2). Характерная зависимость относительного значения амплитуды первой гармоники выходного напряжения от величины коэффициента модуляции представлена на рис. 12.8, из которого очевидно, что изменение М от нуля до единицы связано линейным соотношением с изменением амплитуды U_{a0 Хт}. Предельное значение величины М, соответствующее линейной зависимости, определяется принципом рассматриваемого вида модуляции, согласно которому максимальное значение U_{(l0 Хт} ограничено высотой полуволны прямоугольной формы, равной Uj/2. Дальнейшее увеличение коэффициента М приводит к нелинейному возрастанию амплитуды U_aо _Хт до максимального значения, определяемого формированием на выходе инвертора напряжения прямоугольной формы, которое в дальнейшем остается неизменным. Из разложения прямоугольного напряжения в ряд Фурье максимальное значение амплитуды его первой гармоники определяется как

Достижением этой величины также ограничивается рост коэффициента М до значения М_тах, которое зависит от коэффициента Му и равно примерно трем. Очевидно, что функция (см. рис. 12.8) на интервале (а — б) значений М от 1 до 3,2 является нелинейной. Режим работы на этом участке называется иеремодуляцией.

Рис. 12.8. Зависимость относительного значения амплитуды основной гармоники напряжения от коэффициента модуляции для однофазной полумостовой схемы.